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Apr 18, 2023

Una banda ancha, baja

En este artículo, un sistema de medición de EMI en el dominio del tiempo para el rango de frecuencia

En este artículo, se presenta un sistema de medición de EMI en el dominio del tiempo para el rango de frecuencia de 10 Hz a 40 GHz. Las señales con una frecuencia de hasta 1,1 GHz se muestrean mediante un convertidor de analógico a digital (ADC) de punto flotante ultrarrápido y se procesan en tiempo real en una matriz de puerta programable en campo (FPGA). Un convertidor descendente multietapa de banda ultraancha permite la medición de señales con frecuencias de hasta 40 GHz. Los tiempos de medición se pueden reducir en varios órdenes de magnitud en comparación con los receptores EMI tradicionales que funcionan en el dominio de la frecuencia.

Con amplificadores de bajo ruido integrados preseleccionados, el sistema ofrece una alta sensibilidad, especialmente en la banda Ka de 26,5 GHz a 40 GHz. La baja cifra de ruido del sistema de 26,5 GHz a 40 GHz produce un nivel de ruido de fondo promedio de alrededor de 12 dBµV utilizando un ancho de banda de filtro de FI de 1 MHz en este rango. Con un alto rango dinámico del sistema de más de 70 dB, el sistema es ideal para la medición de emisiones transitorias de banda ancha o señales de alta dinámica como pulsos de radar. Las emisiones no estacionarias se pueden medir mediante el espectrograma en tiempo real o mediante el método de medición de distribución de probabilidad de amplitud (APD) multicanal.

INTRODUCCIÓN

Debido a la demanda cada vez mayor de transmisión de información de banda ancha, los sistemas de comunicación y los productos electrónicos de consumo utilizan bandas de frecuencia cada vez más altas. Para proteger esos sistemas y servicios de la interferencia electromagnética (EMI), las EMI radiadas y conducidas deben medirse con equipos de medición dedicados para cumplir con los requisitos de los estándares de compatibilidad electromagnética (EMC) como CISPR 16-1-1 [1 ], MIL-461F [2] o DO-160F [3].

En comparación con los receptores de medición tradicionales, los sistemas de medición de EMI en el dominio del tiempo pueden acelerar significativamente las mediciones de EMI, ahorrando tiempo y costos de desarrollo y prueba. En trabajos anteriores, ya hemos aumentado el límite de frecuencia superior de los sistemas de medición de EMI en el dominio del tiempo a 18 GHz y 26 GHz mediante conversión descendente de banda ancha de las señales de medición [4],[5]. El sistema presentado permite la medición de emisiones electromagnéticas en el rango de frecuencia de 10 Hz a 40 GHz. Se pueden realizar mediciones que cumplen totalmente con los requisitos de CISPR 16-1-1 y el sistema también ofrece el rango de frecuencia requerido y filtros IF para mediciones de acuerdo con MIL461F y DO-160F. Se presentan mediciones de las emisiones conducidas en una línea de alimentación de PC en el rango de frecuencia de 150 kHz a 30 MHz, que muestran una reducción en el tiempo de exploración por un factor de 1350 en comparación con los receptores de medición tradicionales. El espectrograma medido de la emisión radiada de un horno de microondas en banda Ka muestra la capacidad del sistema para caracterizar el comportamiento temporal de EMI no estacionario. Finalmente, se presenta una medición de una señal de salto de frecuencia en el rango de frecuencia de 36 GHz a 37 GHz.

SISTEMA DE MEDICIÓN DE EMI EN EL DOMINIO DEL TIEMPO

El sistema de medición de EMI en el dominio del tiempo presentado consta de un muestreador ultrarrápido con alto rango dinámico en combinación con FPGA para el procesamiento de señales digitales y un convertidor descendente de banda ancha de varias etapas que permite mediciones por encima de 1,1 GHz. El diagrama de bloques del sistema se muestra en la Figura 1. Las emisiones electromagnéticas se reciben, por ejemplo, a través de una antena de banda ancha para emisiones radiadas o una red de estabilización de impedancia de línea (LISN) para emisiones conducidas. Las señales en el rango de frecuencia de 10 Hz a 1,1 GHz tienen un filtro de paso bajo para evitar el alias. Un ADC de coma flotante muestrea la señal con alta resolución como se describe en [6]. Para lograr un alto rango dinámico, la señal se divide en tres caminos con diferente ganancia. Las señales en cada ruta se muestrean en paralelo con tres ADC a una tasa de muestreo de alrededor de 2,6 GS/s. Las señales muestreadas se combinan, lo que produce un rango dinámico del ADC de punto flotante de 16 bits.

Figura 1: Diagrama de bloques del sistema de medición de EMI en el dominio del tiempo

Para calcular el espectro de la señal EMI, la señal EMI digitalizada se transforma mediante una FFT en una FPGA. Para señales no estacionarias, se puede calcular un espectrograma a través de la transformada rápida de Fourier de tiempo corto (STFFT). Durante el tiempo de permanencia seleccionado, una función de ventana gaussiana ω[n], correspondiente al filtro IF de un receptor de medición convencional, se desplaza en el tiempo con una coordenada de tiempo discreta τ. Para cada valor de τ, el espectro momentáneo se calcula mediante FFT. El espectro de tiempo corto X[τ, k] se calcula mediante

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donde ω[n − τ] es la función de ventana desplazada y x[n] es la señal de entrada discreta. Los espectros calculados a lo largo del tiempo describen un espectrograma. Se puede demostrar que la FFT de tiempo corto corresponde a un conjunto de receptores paralelos, donde la señal en el dominio del tiempo extraída del espectrograma corresponde a la envolvente de la señal IF de cada receptor [7].

El espectro de amplitud se puede calcular usando varios modos de detector digital como el modo promedio, pico o cuasi-pico y se muestra posteriormente. Además, se implementó un método de medición de distribución de probabilidad de amplitud de frecuencia múltiple [8]. Además del espectrograma, este método permite evaluar emisiones no estacionarias calculando las propiedades estadísticas de la señal.

CONVERTIDOR DESCENDENTE DE ETAPAS MÚLTIPLES

Para las mediciones de emisiones en el rango de frecuencia de 1,1 GHz a 40 GHz, se utiliza un convertidor descendente de banda ancha de tres etapas. Las emisiones de 1,1 GHz a 6 GHz se filtran con un solo filtro de preselección de banda ancha para aumentar el rango dinámico del sistema, como se puede ver en la Figura 2. Un amplificador de bajo ruido de banda ancha aumenta la sensibilidad del sistema. Para maximizar el rango dinámico libre de espurias, la banda se subdivide en 16 bandas de alrededor de 325 MHz de ancho de banda. Cada una de esas bandas se convierte secuencialmente a una primera frecuencia intermedia alta por encima de 6 GHz mediante el uso de un mezclador y un sintetizador PLL de bajo ruido. Se aplica un filtro de FI y un segundo mezclador convierte las subbandas a la banda de frecuencia por debajo de 1,1 GHz, donde las señales se alimentan al ADC de punto flotante para el muestreo [4]. De acuerdo con la Figura 1, la banda de frecuencia de 6 GHz a 26,5 GHz se reduce mediante el convertidor descendente de 6-26,5 GHz. La preselección divide esta banda de frecuencia en 5 subbandas ultraanchas con anchos de banda entre 3 y 5 GHz. Dado que el conjunto es similar al convertidor descendente de 26,5-40 GHz, no se describe en detalle. El diagrama de bloques del convertidor descendente de 26,5-40 GHz se muestra en la Figura 3. La banda de entrada se divide en tres subbandas ultraanchas de acuerdo con la Tabla 1. Filtros de paso de banda planos de alto orden con pérdidas de inserción de banda media de 1,5-2,5 dB aumenta el rango dinámico del sistema al atenuar las emisiones fuera de banda y maximiza el rango dinámico de FI al evitar que se generen productos de mezcla de orden superior en la banda de frecuencia intermedia. La conmutación entre las bandas se realiza a través de interruptores de diodo PIN SP3T con pérdidas de inserción de menos de 3,5 dB en el rango de frecuencia de 26,5 GHz a 40 GHz. Los amplificadores de bajo ruido de banda ancha aumentan la sensibilidad del sistema. Un mezclador de banda ancha descrito en la siguiente sección se utiliza para convertir las bandas en el rango de frecuencia de entrada del convertidor descendente de 6-26,5 GHz. Las señales del oscilador local son generadas por un sintetizador PLL de bajo ruido y un multiplicador de frecuencia.

Figura 2: Diagrama de bloques del convertidor descendente de 1,1-6 GHz

Tabla 1: Bandas de preselección en el rango de frecuencia de 26,5 a 40 GHz

Figura 3: Diagrama de bloques del convertidor descendente de 26,5-40 GHz

IMPLEMENTACIÓN

Los componentes de los convertidores descendentes se han realizado sobre sustratos de alúmina/cerámica/hidrocarburo reforzados con fibra de vidrio en un ensamblaje híbrido. Los mezcladores de banda ancha que se han diseñado para la conversión descendente de la banda Ka de 26,5 GHz a 40 GHz se describirán a modo de ejemplo a continuación.

Para realizar la conversión descendente de banda ultraancha de las señales de entrada de 26,5 GHz a 40 GHz en el rango de frecuencia de 6 GHz a 13 GHz, se necesita un mezclador con un ancho de banda de FI excepcionalmente amplio. Se implementaron diseños de diodos de doble balance porque proporcionan un alto aislamiento puerto a puerto y una baja pérdida de conversión sin necesidad de una polarización activa. Para lograr un alto rango dinámico, se eligieron diodos Schottky con alturas de barrera medias a altas. Se realizaron dos diseños de mezcladores: el mezclador 1 incorpora un par de diodos antiparalelos, el mezclador 2 utiliza un anillo de cuatro diodos. Como los diodos del mezclador deben alimentarse con una señal balanceada, los transformadores balanceados a no balanceados (baluns) son uno de los elementos principales del mezclador. En [9], se han descrito los balunes Marchand de banda ancha. Estos balunes se utilizaron para los puertos RF y LO del mezclador y se han realizado en un diseño plano sobre sustrato de aluminio. El sustrato fabricado para el mezclador 2 se puede ver en la Figura 4. A diferencia de un transformador convencional con derivación central, la señal de FI de modo común se deriva en los extremos radiales del balun de RF, donde estas derivaciones no perturban el señal de RF. Como las líneas de derivación tienen una longitud eléctrica de λ/4 en la frecuencia central de la banda de entrada de RF, la unión del divisor de potencia actúa como una tierra virtual para la señal de RF de modo impar. Esto produce una baja pérdida de conversión y un alto aislamiento RF-IF.

Figura 4: Imagen del sustrato mezclador 2 fabricado sin chip de diodo

Los mezcladores fabricados se midieron dentro de sus respectivas carcasas equipadas con conectores de 2,92 mm. Para cada banda de frecuencia, se alimentaba al puerto LO una señal de oscilador local entre 20 GHz y 27 GHz con una potencia de 15-18 dBm. El nivel de potencia de la señal de FI se midió con un medidor de potencia de precisión en el rango de frecuencia de 6 GHz a 13 GHz, mientras que un generador de señal calibrado alimentaba la señal de entrada de RF al puerto de RF. La figura 5 muestra las pérdidas de conversión medidas de ambos mezcladores. La pérdida de conversión promedio del mezclador 1 es de 11,1 dB en el rango de frecuencia de 26 GHz a 40 GHz. El mezclador 2 exhibe una pérdida de conversión promedio más baja de 8.5 dB porque los diodos usados ​​tienen una frecuencia de corte más alta que los usados ​​en el mezclador 1. Ambos mezcladores tienen pérdidas de conversión muy bajas en la banda Ka, lo que permite una figura de ruido de sistema baja y lograr anchos de banda de FI muy amplios desde CC hasta 14,5 GHz.

Figura 5: Comparación de las pérdidas de conversión medidas de los mezcladores implementados

Los aislamientos puerto a puerto son importantes figuras de mérito para los mezcladores. Un alto aislamiento LO-IF es de especial importancia para nuestro sistema de medición, porque la fuerte señal LO puede generar productos de mezcla no deseados en la frecuencia intermedia del mezclador posterior. Los aislamientos LO-IF medidos de ambos mezcladores se muestran en la Tabla 2. Mientras que el mezclador 1 logra un alto aislamiento LO-IF de más de 30 dB para señales de oscilador local de 20 GHz a 27 GHz, un aislamiento LO-IF de 8,6-21,4 dB se midió para el mezclador 2 en el mismo rango de frecuencia. La razón de este comportamiento es el puente de aire adicional necesario para enrutar la señal LO sobre la señal RF para el caso del anillo de cuatro diodos en el mezclador 2. Los diodos en el mezclador 2 tienen dos pares de diodos cruzados internamente. , haciendo innecesario tal cruce externo. Debido a la baja pérdida de conversión, el alto ancho de banda IF y el excepcionalmente alto aislamiento LO-IF, se utilizó el mezclador 2 en el sistema de medición en el dominio del tiempo.

MEDICIONES DEL SISTEMA

Las emisiones radiadas en banda Ka suelen exhibir niveles de potencia bajos. Por lo tanto, el sistema de medición debe exhibir una figura de ruido de sistema baja para lograr la sensibilidad requerida. Las pérdidas en las líneas de alimentación agravan considerablemente este problema.

La potencia de ruido a la salida de un sistema, que presenta el factor de ruido F, puede calcularse mediante

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dondek es la constante de BoltzmannT0 es la temperatura ambienteBENB es el ancho de banda de ruido equivalente

El nivel de ruido de fondo promedio teórico del sistema se puede calcular usando (2). El ancho de banda de ruido equivalente BENB de los filtros IF con característica de Gauss se obtiene con

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usando las funciones de transferencia del filtro H(f). Con el filtro de FI de 1 MHz y el factor de ruido de entrada del sistema estimado a partir de los valores de los componentes del convertidor descendente de 26,5-40 GHz, obtenemos un nivel de ruido de fondo promedio estimado de alrededor de 11,9 dBµV en el rango de frecuencia de 26,5 GHz a 40 GHz.

La Figura 6 muestra las mediciones del ruido de fondo del sistema en el rango de 26 GHz a 40 GHz utilizando el detector promedio y el ancho de banda de FI de 1 MHz y 120 kHz respectivamente. La entrada del sistema se hizo coincidir y el atenuador de entrada variable se ajustó a una atenuación de 0 dB. El sistema de medición de EMI en el dominio del tiempo exhibe un nivel de ruido muy bajo de menos de 20 dBµV para el ancho de banda de FI de 1 MHz y de menos de 10 dBµV para el ancho de banda de FI de 120 kHz en este rango de frecuencia. El tiempo de exploración con un ancho de banda de FI de 1 MHz y una resolución de frecuencia de 500 kHz fue de unos 30 s, mientras que el tiempo de exploración con un ancho de banda de FI de 120 kHz y una resolución de frecuencia de 50 kHz fue de unos 90 s.

Figura 6: Piso de ruido del sistema de 26 a 40 GHz

Para medir emisiones transitorias de banda ancha o señales generales de alta dinámica como pulsos de radar, el rango dinámico es una especificación importante para dicho sistema. CISPR 16-1-1 define pulsos de banda ancha para la calibración del detector en la banda E por encima de 1 GHz y requiere un rango dinámico de FI de al menos 40 dB cuando se utiliza un filtro de FI de 1 MHz. Para la caracterización del rango dinámico de FI del sistema, un generador de pulsos alimentó una señal sinusoidal modulada por pulsos con una frecuencia de 35 GHz a la entrada del sistema. El ancho del pulso de la señal se fijó en 1 µs y el período del pulso en 40 ms. El espectro fue ponderado por detectores de pico y promedio y un ancho de banda de filtro de IF de 120 kHz y se muestra en la Figura 7. Con este período de pulso, el detector promedio ya muestra el piso de ruido del sistema. La diferencia de nivel entre las mediciones pico y promedio del detector se define como el rango dinámico de FI. Las medidas de la Figura 7 muestran un rango dinámico de FI de 62,6 dB. El valor correspondiente para un ancho de banda de filtro de FI de 1 MHz, según lo especificado por CISPR 16-1-1, puede calcularse calculando el cambio en el nivel de pulso ΔAPulso y el nivel de ruido ΔANuido por

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donde Bimp,x y BNoise,x son los anchos de banda de impulso y ruido equivalentes de los filtros de FI. Las mediciones indican un rango dinámico de FI de 62,6 dB + (18,4 dB -9,2 dB) = 71,8 dB para un ancho de banda de FI de 1 MHz, superando los requisitos de CISPR 16-1-1 en más de 20 dB.

Figura 7: Señal modulada por impulsos medida

El estándar EMC de aviónica DO-160F define líneas límite para las señales de interferencia conducidas en las líneas de suministro. El sistema de medición de EMI en el dominio del tiempo presentado permite realizar esas mediciones debido a la implementación de los anchos de banda de filtro de FI requeridos. Las líneas de alimentación de la fuente de alimentación de una computadora personal se midieron utilizando una pinza amperimétrica con un ancho de banda de 10 kHz a 1 GHz. Las mediciones se muestran en la Figura 8. Para las mediciones, se seleccionó el detector de pico con un tiempo de permanencia de 100 ms. El tiempo de escaneo para el escaneo DO-160F de 150 kHz a 30 MHz fue de alrededor de 4 s, mientras que esta medición tomaría más de 1,5 horas con un receptor heterodino tradicional. Las corrientes de interferencia conducidas en el rango de frecuencia de 150 kHz a 30 MHz superan claramente las líneas límite definidas en DO-160F. La fuente de alimentación medida no sería adecuada para su uso con equipos sensibles definidos en DO-160F.

Figura 8: Espectro medido de las corrientes de interferencia conducidas en una línea de alimentación de PC

Los electrodomésticos pueden irradiar densidades de energía espectral considerables en el rango de frecuencia por encima de 1 GHz. El espectrograma permite la detección de eventos singulares o de cambio de frecuencia en tiempo real. Se midió un horno de microondas a una distancia de 3 m de una antena de bocina de banda ancha con cuatro nervaduras con un ancho de banda de 1,7 GHz a 20 GHz. Para compensar las pérdidas del cable y dar la fuerza del campo eléctrico de la EMI radiada, se aplicaron los factores de transductor y el factor de antena correspondientes. La figura 9 muestra el comportamiento temporal del sexto armónico del magnetrón durante un período de tiempo de 20 s. El magnetrón se enciende a los 3 s en el tiempo y se apaga a los 9 s. La frecuencia de salida del oscilador de funcionamiento libre exhibe una deriva de frecuencia de alrededor de 10 MHz.

Figura 9: Espectrograma del 6° armónico de un horno de microondas

La Figura 10 muestra medidas de una señal de salto de frecuencia. El espectro se midió en el rango de frecuencia de 36 GHz a 37 GHz usando detectores de pico y promedio y un ancho de banda de filtro de FI de 1 MHz. Como los detectores se aplican sobre los mismos datos muestreados simultáneamente, ambos detectores muestran los mismos componentes de frecuencia, aunque la señal no es estacionaria. El atenuador variable se fijó en 10 dB. El tiempo de exploración para esas mediciones utilizando una resolución de frecuencia de 500 kHz fue de alrededor de 10 s.

Figura 10: Espectro medido de una señal de salto de frecuencia

CONCLUSIÓN

Se presentó un sistema en el dominio del tiempo para medidas de EMI de 10 Hz a 40 GHz que permite realizar medidas de acuerdo con CISPR 16-1-1, MIL-461F y DO-160F. El sistema ofrece alta sensibilidad debido a un bajo nivel de ruido del sistema y logra un nivel de ruido de fondo promedio de alrededor de 12 dBµV en banda Ka usando un ancho de banda de FI de 1 MHz y de alrededor de 2 dBµV usando un ancho de banda de FI de 120 kHz. Con un rango dinámico de más de 70 dB, el sistema cumple con los requisitos de CISPR-16-1-1 y es excelente para la medición de señales dinámicas altas como pulsos de radar. Se puede utilizar un espectrograma basado en STFFT y un método de medición de distribución de probabilidad de amplitud de frecuencia múltiple para investigar las propiedades de la EMI no estacionaria. Se presentaron mediciones de las emisiones conducidas en una línea de alimentación de PC utilizando anchos de banda DO160 IF, mediciones de espectrograma de las emisiones radiadas de un horno de microondas en banda Ka y de una señal de salto de frecuencia en el rango de frecuencia de 36 GHz a 37 GHz. .

RECONOCIMIENTO

Los autores desean agradecer a Bayerische Forschungsstiftung por cofinanciar este proyecto.

© 2012 IEEE. Reimpreso, con autorización, de las actas del Simposio internacional sobre compatibilidad electromagnética del IEEE de 2012.

REFERENCIAS

Christian Hoffmann, GAUSS INSTRUMENTS GmbH, Múnich, Alemania, [email protected]

Ayoub Sidhom, Universidad Técnica de Munich, Instituto de Nanoelectrónica de Munich, Alemania

Stephan Braun, GAUSS INSTRUMENTS GmbH, Múnich, Alemania, [email protected]

Peter Russer, Universidad Técnica de Munich, Instituto de Nanoelectrónica de Munich, Alemania, [email protected]

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