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Nov 11, 2023

Análisis y diseño de ultra

Informes científicos volumen 12,

Scientific Reports volumen 12, Número de artículo: 14214 (2022) Citar este artículo

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Detalles de métricas

En este artículo, se presenta un nuevo método para facilitar el diseño de estructuras de guía de ondas impresas Ridge Gap (PRGW). Una de las principales dificultades en el diseño de tales estructuras está relacionada con su proceso de simulación, que consume mucho tiempo y energía. Por lo tanto, se considera una condición de contorno adecuada para generar la estructura primaria sin involucrar el lecho de clavos o las células unitarias en forma de hongo. Con esta técnica, se diseña un acoplador híbrido de doble caja PRGW de 3 dB de banda ancha para servir en frecuencias de onda milimétrica a una frecuencia central de 30 GHz, que se puede implementar para la próxima generación de comunicaciones móviles. El acoplador diseñado proporciona un amplio ancho de banda de coincidencia y aislamiento con un desequilibrio de amplitud de salida bajo, lo cual es único en comparación con los acopladores actuales. El prototipo del acoplador propuesto se fabrica y mide donde los resultados de la simulación y la medición muestran un buen acuerdo que indica la fuerza del método propuesto también en el diseño de la estructura PRGW. Los resultados medidos muestran que los acopladores logran una pérdida de retorno y un aislamiento superiores a 10 dB en el rango de frecuencia de 25 a 40 GHz (46 % del ancho de banda) con un desequilibrio de división de potencia y un error de fase dentro de ± 1 dB y ± 5°, respectivamente. Además, aquí se eligen setas cuadradas para satisfacer la superficie de alta impedancia. No solo aportan un mayor ancho de banda de parada, sino que además su configuración facilita la disposición de los mismos alrededor del acoplador. El diseño propuesto tiene excelentes características como bajo perfil, baja pérdida y fácil integración con circuitos y sistemas de microondas que pueden ser adecuados para diseñar redes de formación de haces de ondas milimétricas.

La próxima tecnología de comunicación inalámbrica de sexta generación (6G) y quinta generación (5G) ha revolucionado fundamentalmente la industria de las telecomunicaciones1. La próxima generación de comunicaciones móviles requiere el uso de un espectro de alta frecuencia debido al ancho de banda de canal limitado de los actuales que han trabajado en canales de frecuencia de microondas2. La banda de frecuencia de ondas milimétricas (onda milimétrica) que comienza entre 30 y 300 GHz es una buena candidata para el propósito propuesto. El espectro de ondas milimétricas con ancho de banda disponible masivo es una tecnología prometedora para la próxima generación para aumentar la velocidad de transmisión de datos en el orden de multigigabit/s y superar la escasez de ancho de banda en el espectro de microondas tradicional saturado3,4. Esta evolución de las comunicaciones inalámbricas de datos desde las bandas de microondas y frecuencias más bajas de hoy en día hasta las bandas de ondas milimétricas ha creado desafíos y oportunidades para los diseñadores de servicios móviles5,6,7.

En este contexto, se han realizado muchos trabajos en cuanto al diseño de acopladores, antenas, filtros y resonadores8,9,10,11,12,13,14. Las tecnologías utilizadas para el diseño de los componentes en bandas de frecuencia de ondas milimétricas han sido principalmente líneas microstrip, guías de onda y guías de onda integradas de sustrato (SIW)15,16,17. Sin embargo, existe un gran problema asociado con estas tecnologías, ya que tienen pérdidas debido a pérdidas dieléctricas y de conductores o fugas de vías que incluyen paredes18,19,20,21. Para ello, recientemente se está considerando una nueva tecnología llamada Ridge Gap Waveguide (RGW) o particularmente estructuras Printed-RGW (PRGW) para solucionar este problema22,23,24,25,26,27,28, que permite que la onda electromagnética propagarse en el entrehierro entre el conductor y la cumbrera y, en consecuencia, eliminar las pérdidas dieléctricas. Además, la fuga de energía se reduce como resultado de la cama de clavos en RGW o Electromagnetic Band Gaps (EBG) en PRGW29.

Por otro lado, la realización del sistema de comunicación 5G en la frecuencia de onda milimétrica con longitudes de onda cortas está limitada por las altas pérdidas de trayecto y la absorción atmosférica, lo que implica un rango de comunicación reducido. Aunque esta limitación se puede compensar utilizando antenas de alta ganancia, tienen un ancho de haz estrecho direccional que requiere técnicas de conmutación de haz para compensar la desalineación del haz principal. Las redes de conmutación de haces son necesarias para abordar los desafíos y expectativas de la tecnología futura. Estos se pueden resumir como eficiencia de alta potencia, sistemas multiusuario y gran capacidad de canal con amplia cobertura de escaneo.

Butler Matrix (BM) como red de alimentación de conmutación de haz con sus diversas modificaciones puede satisfacer el objetivo mencionado30,31,32,33,34. BM incluye acopladores, cruces y divisores de potencia, que deben diseñarse y luego organizarse de una manera específica. Ha habido algunas publicaciones sobre los acopladores PRGW y RGW35. En 36, el acoplador de ramal y el acoplador direccional de línea acoplada37 ya existentes, se han implementado mediante la cama de clavos y la cumbrera configurando los acopladores. Aunque los resultados son satisfactorios, el proceso de fabricación es desafiante en este sentido. Los autores en38,39 han investigado acopladores direccionales en una plataforma de silicio basados ​​en la teoría del modo acoplado. Aunque se pueden usar en frecuencias de onda milimétrica, tienen un acoplamiento débil y no hay diferencias de fase que limiten su aplicación.

En 40, se ha introducido el acoplador RGW impreso con una estructura novedosa, que proporciona un buen ancho de banda de impedancia, así como un pequeño desequilibrio de amplitud y fase de salida. Cabe mencionar que como no es posible conectar directamente los conectores a la estructura, se debe utilizar una línea de transición microstrip que también se describe en este trabajo. Otra estructura similar con ecuaciones matemáticas, que permite que la estructura sea más flexible en otras bandas de frecuencia de onda milimétrica, se ha propuesto en41. Los autores en42,43 han diseñado acopladores direccionales híbridos de bajo perfil para fines de comunicación 5G. Además, se ha implementado en 44 mediante tecnología PRGW un acoplador Rat-Race, que tiene la capacidad de dividir la potencia de entrada con 0° o 180° de desfase.

Sin embargo, los acopladores mencionados poseen un amplio ancho de banda de impedancia y sufren de amplitud de salida y desequilibrio de fase, lo que hace que toda la estructura sea de banda estrecha, por lo que no es posible diseñar una red de alimentación de banda ancha en frecuencias de onda milimétrica que incluya acopladores direccionales. Además, su proceso de simulación es difícil como resultado de las celdas unitarias EBG colocadas alrededor de la estructura para actuar como una superficie de alta impedancia evitando la propagación de ondas superficiales. Por lo tanto, se requiere una condición de contorno adecuada para facilitar el proceso de diseño. No hay necesidad de colocar las celdas unitarias de EBG en la estructura primaria en esta situación. Obteniendo los resultados requeridos, en aras de la optimización final, se simula el acoplador completo con superficies de alta impedancia. El procedimiento propuesto reduce el tiempo de simulación y da como resultado el rendimiento deseado que es difícil de obtener del proceso de diseño de optimización completa. Con esta técnica, se diseña un acoplador híbrido PRGW de 3 dB de banda ultraancha para obtener un ancho de banda del 46 % del coeficiente de reflexión, así como un aislamiento por debajo de -10 dB en el rango de frecuencia de 25 a 40 GHz.

Los excelentes resultados se obtienen gracias al procedimiento de diseño propuesto que no solo facilita el diseño al evitar el EBG en la fase de diseño, sino que también permite lograr un muy buen rendimiento al eliminar el posicionamiento de la estructura de EBG y los clavos en la cumbrera. Estas estructuras aumentan drásticamente el tiempo de simulación a medida que aumenta significativamente el tamaño de la malla. El procedimiento de diseño propuesto se aplica para diseñar un acoplador, sin embargo, también se puede aplicar para diseñar estructuras grandes y ahorrar mucho tiempo y esfuerzo. La novedad de nuestro artículo no solo es presentar el nuevo método de diseño de estructuras RGWs, sino también diseñar un acoplador de banda ancha que tenga el mejor rendimiento en comparación con trabajos similares en frecuencias de onda milimétrica.

En esta sección, se ilustra un procedimiento de diseño paso a paso del acoplador híbrido de banda ancha basado en tecnología PRGW. En primer lugar, la celda unitaria cuadrada periódica EBG que rodea la cresta está diseñada con las dimensiones adecuadas para suprimir cualquier fuga y generar un amplio rango de banda prohibida de 24 a 45 GHz requerido para las aplicaciones 5G. Se define una condición límite con respecto a la altura del espacio de aire obtenido entre las celdas unitarias EBG y el conductor superior para ayudar a facilitar el diseño del acoplador primario. El acoplador de ramal tradicional está diseñado por la condición de contorno propuesta para validar la robustez del método. Posteriormente, se simula el acoplador híbrido de caja doble de banda ancha con la misma condición de contorno propuesta. Al obtener los resultados deseados, se aplican celdas unitarias de EBG a la estructura y se realiza una optimización final. Finalmente, los parámetros de la estructura fabricada se evalúan y comparan con los resultados simulados.

El RGW ideal utiliza la banda de corte básica relacionada con la configuración de guía de ondas de placas paralelas del conductor eléctrico perfecto (PEC) y del conductor magnético perfecto (PMC). No hay campo propagado en el espacio de aire entre la superficie PEC y la superficie PMC siempre que el espacio entre las dos superficies, denominado altura del espacio (H), sea inferior a un cuarto de longitud de onda (λ/4) .

En la Fig. 1, se muestra la forma ideal del concepto propuesto, mientras que en RGW es obvio que una tira de metal o específicamente la cresta está rodeada por superficies de PMC. Al proporcionar una altura de la cavidad de la guía de ondas menor que λ/4, la onda electromagnética (EM) puede propagarse entre el conductor superior y la cresta a medida que las superficies PEC-PEC suprimen la fuga en todas las direcciones como superficies PMC-PEC.

La propagación del campo (a) dentro de dos placas paralelas consta de una placa PEC y una placa PMC, y (b) un lado de textura única de RGW ideal.

Sin embargo, dado que el PMC no existe en la naturaleza, se realiza mediante un conductor magnético artificial (AMC) que imita el comportamiento del PMC en un ancho de banda específico45. Una celda unitaria EBG es un AMC que puede satisfacer las características mencionadas, por lo que un período de ellas se utiliza en las estructuras PRGW, que son una forma modificada impresa de RGW. Esta parte periódica se usa para bloquear la fuga de ondas electromagnéticas fuera de la región entre la cresta y el conductor superior dentro de una determinada banda de parada. La figura 2 muestra la celda unitaria de EBG y su diagrama de dispersión en un amplio rango de frecuencias que se obtiene utilizando la tecnología de simulación por computadora (CST) (solucionador de modo propio). Las condiciones de contorno periódicas se utilizan para modelar toda la estructura de la celda unitaria de EBG. El barrido de parámetros del solucionador de modo propio se utiliza para recorrer la fase asignada a los límites periódicos sin utilizar ningún puerto40,46. Como en el intervalo de frecuencias de 24 a 45 GHz, el valor de la constante de propagación es cero, se concluye que en el rango de frecuencias mencionado, una celda unitaria EBG actúa como PMC, lo que resulta en la supresión de la propagación. La altura del espacio lleno de aire entre el parche de conexión a tierra cuadrada y el conductor superior juega un papel clave en la definición de la condición límite perfecta. También vale la pena mencionar que el sustrato utilizado aquí es Rogers RT 6002 con la constante dieléctrica de 2,94 y una altura de 0,762 mm. El parche es cuadrado con una longitud y una anchura de 1,2 mm y la región llena de aire tiene una altura de 0,254 mm.

Diseño de estructura PRGW. (a) La condición de frontera periódica del diseño de la celda unitaria EBG en CST Microwave Studio. (b) Sección de la estructura guía de PRGW y (c) diagrama de dispersión de la celda unitaria cuadrada de PRGW (Wcell = 1.6, Gap = 0.254, hs = 0.762, Wr = 1.34, P = 1.4 (todo en mm)).

Para ilustrar la condición de contorno específica, se propone el acoplador tradicional de ramal de caja única47,48. La Figura 3 muestra la configuración del acoplador operando a 28 GHz en CST Microwave Studio. La estructura consiste únicamente en el parche del acoplador de ramal sin las celdas unitarias EBG, y una placa de metal como superficie PEC colocada encima. El espacio lleno de aire entre el parche del acoplador y el PEC ya está determinado en el proceso de diseño de la celda unitaria, que se obtiene utilizando el software CST (solucionador de modo propio) de la sección anterior. Cuando se trata de hablar sobre la condición de frontera, se debe mencionar que se requiere definir la condición PMC (Ht = 0), en lugar de usar la estructura periódica EBG en Zmin = 0 para el plano que toca el parche del acoplador y asignar la condición de contorno abierto para otras caras, ver Fig. 3b. Como es evidente la configuración es muy sencilla, y se tarda unos minutos en observar los resultados. Sin embargo, no es el caso ya que uno desea seguir el método de diseño ya existente. La Figura 4 representa los parámetros de dispersión del acoplador. El desequilibrio de amplitud en la región entre 27 a 29 GHz es aceptable haciendo que la estructura sea de banda tan estrecha. También se debe señalar que el desequilibrio de la diferencia de fase es aceptable en toda la banda de frecuencia. En el siguiente paso, las celdas unitarias EBG diseñadas se colocan alrededor del acoplador, y la rama misma se conecta a tierra por medio de una serie de vías, Fig. 5. Todos los parámetros y longitudes son casi iguales a los de la Fig. 1 para celdas unitarias. y la Fig. 3 para el acoplador. La distancia entre las setas también es de 0,2 mm. La figura 6 muestra los resultados logrados al aplicar las celdas unitarias EBG alrededor del acoplador de la línea de derivación.

Acoplador de línea de ramal de caja única. (a) Esquema básico, (b) la condición límite específica en CST Microwave Studio (W1 = 1.3, W2 = 2.1, Wf = 1.34 (todo en mm)).

Resultados simulados del acoplador de línea de ramal de caja única con condición de contorno perfecta. (a) Parámetros de dispersión, (b) diferencia de fase entre los puertos de salida (Φ (S21)–Φ (S31)).

La configuración del acoplador de ramal PRGW tradicional.

Resultados simulados del acoplador de derivación de caja única con celdas unitarias EBG. (a) Parámetros de dispersión, (b) diferencia de fase entre los puertos de salida (Φ (S21)–Φ (S31)).

Es evidente a partir de la Fig. 6a que los resultados están completamente de acuerdo con los obtenidos del acoplador con condiciones de contorno específicas. Desde el rango de frecuencia de 27 a 29 GHz, el coeficiente de reflexión y el aislamiento son casi aceptables ya que el desequilibrio entre las señales de salida de amplitud es satisfactorio. Además, se observa en la Fig. 6b que la diferencia de fase entre las señales de salida es, sin duda, muy cercana entre sí en ambas condiciones; el desequilibrio es inferior a 2°. En general, se puede concluir que el procedimiento presentado es una herramienta poderosa en el diseño de estructuras basadas en la tecnología PRGW.

El acoplador de línea de derivación tradicional da lugar a una estructura de banda estrecha, ya que el desequilibrio entre las amplitudes de salida aumenta cada vez más cuando se considera un rango de frecuencia amplio. Esto perturba el rendimiento del sistema en el que se va a integrar el acoplador. A modo de ilustración, para usar el acoplador en redes Butler Matrix de banda ancha, habría algunos problemas con el acoplador de banda estrecha. Por lo tanto, para mejorar el ancho de banda, una forma es agregar otra sección siguiendo el ramal como acoplador de caja dual de 3 dB. Al hacerlo, se cambia la impedancia característica de los brazos; sin embargo, su longitud sigue siendo la longitud de onda en cuadratura48. La figura 7a muestra el esquema de la estructura propuesta, las figuras 7b,c representan la transición, así como los coeficientes de reflexión y la diferencia de fase de la estructura en la situación ideal, respectivamente. Los resultados son completamente satisfactorios debido a que el desequilibrio de amplitud es pequeño y aceptable en la gran banda de frecuencias. Esto tiene su raíz en la segunda caja que opera a una frecuencia cercana a la operación de la primera caja y en consecuencia hace que la estructura sea de banda ancha. En el siguiente paso, usamos una herramienta de resolución de onda completa, CST Microwave Suit, para simular la estructura con la condición de contorno específica, lo que ayuda a lograr los resultados deseados sin involucrar celdas unitarias tipo hongo. La figura 8 muestra el acoplador en la condición límite propuesta que permite alcanzar los resultados simulados lo más rápido posible. La Figura 9 demuestra los parámetros de dispersión del acoplador de banda ancha considerando la condición límite. Cabe mencionar que desde el rango de frecuencia de 25 GHz hasta 40 GHz el desequilibrio de amplitud de salida es de ± 1 dB y la diferencia de fase entre los puertos de salida es de ± 5°. Estas características son únicas en comparación con los acopladores híbridos de onda milimétrica actuales.

Acoplador híbrido ideal de doble caja. (a) Esquema básico, (b) parámetros de dispersión, (c) diferencia de fase entre los puertos de salida (Φ (S21)–Φ (S31)).

(a) La configuración geométrica del acoplador híbrido de caja doble, (b) la condición límite específica en CST Microwave Studio (c = 1.3, W1 = 1.02, W2 = 1.67, W3 = 1.62, Wr = 1.34, L1 = 1.12, L2 = 1,54, L3 = 2,62, L4 = 1, Lc = 2,46 (todo en mm)).

Resultados simulados del acoplador de doble caja con condiciones de contorno específicas. (a) Parámetros de dispersión, (b) diferencia de fase entre los puertos de salida (Φ (S21)–Φ (S31)).

Después de diseñar el acoplador híbrido de banda ancha con la ayuda de condiciones de contorno específicas, es hora de aplicar celdas unitarias EBG como se muestra en la Fig. 10. El parámetro S y la diferencia de fase entre los puertos de salida del acoplador de banda ancha se muestran en la Fig. 11 Es obvio a partir de la Fig. 11a que el ancho de banda de impedancia de −10 dB de la estructura es de 25 a 40 GHz, y la señal de entrada se divide casi en dos señales iguales y se recibe de los puertos de salida en esta banda de frecuencia. Con referencia al funcionamiento de la celda unitaria, se concluye que toda el área de la banda de parada de la celda unitaria está bien utilizada. Sin embargo, en caso de que se utilicen las celdas unitarias EBG circulares tradicionales, dicho ancho de banda no se puede lograr. Además, es evidente a partir de la Fig. 11b que la diferencia de fase entre las señales de salida es de aproximadamente 90° en un amplio rango de frecuencias. Vale la pena mencionar que el desbalance de fase está cerca de ± 5° y el desbalance de amplitud está alrededor de 1 dB. Por lo tanto, podemos afirmar que mediante la condición de contorno propuesta, es la forma más sencilla de optimizar la estructura sin celdas unitarias tipo hongo y utilizar los parámetros logrados, incluido el tamaño de los brazos y su longitud, para llegar al acoplador PRGW final.

(a) Diagrama de bloques del acoplador híbrido de banda ancha, (b) vista en 3D, (b) vista superior (la parte superior se eliminó para una ilustración clara).

Resultados simulados del acoplador PRGW de banda ancha. (a) Parámetros de dispersión, (b) diferencia de fase entre los puertos de salida (Φ (S21)–Φ (S31)).

Aunque los resultados de la estructura del acoplador doble con condiciones de contorno perfectas y la estructura con celdas unitarias EBG son similares, los resultados del acoplador doble son más diferentes del acoplador perfecto en comparación con el acoplador simple. Esta diferencia se debe a que la estructura del acoplador de caja doble es más compleja que la del acoplador simple y la cantidad de celdas unitarias EBG utilizadas en el acoplador de caja doble es mayor que la del acoplador simple.

Como se mencionó anteriormente, no es posible conectar directamente los conectores SMA a las estructuras PRGW para fines de medición, por lo que se necesita una línea de transición de la línea microstrip a la PRGW. El esquema de la transición de curvatura de 90° se muestra en la Fig. 12a,b. Rogers RT 6002 con el espesor equivalente a la altura de separación requerida entre las celdas unitarias y el conductor superior se utiliza aquí para proporcionar una línea de transmisión con la impedancia característica de 50 Ω. Posteriormente, esta línea microstrip se conecta a su contraparte PRGW y finalmente se realiza la transición. Un punto importante a considerar está relacionado con el hecho de que el coeficiente de reflexión de la línea de transición debe estar por debajo de − 10 dB y su coeficiente de transición debe estar alrededor de 0 dB sobre la banda de frecuencia de operación. Para validar el desempeño de la línea de transmisión, se diseña y simula por separado. La figura 12c ilustra los parámetros s de la estructura. En toda la banda de frecuencias de 25 a 40 GHz, la señal se transfiere del puerto 1 al puerto 2 con un coeficiente de transición mínimo y máximo. Tal línea de transmisión está integrada con el acoplador PRGW como se muestra en la Fig. 12b, que se demostrará en la siguiente sección. Además, debe tenerse en cuenta que las celdas unitarias de EBG utilizadas para la línea son las mismas que las utilizadas para la estructura principal.

Diagrama de bloques de PRGW con curva de 90° con transición microstrip a PRGW. (a) Vista lateral, (b) vista superior, (c) parámetros de dispersión (Wm = 0,633 mm).

Una vez diseñado el acoplador de banda ancha, se fabrica y mide para validar los resultados obtenidos a partir de las simulaciones, consulte la Fig. 13a. Los conectores SMA de lanzamiento final de 2,92 mm se utilizan en la configuración de medición. Nuestra expectativa es obtener un coeficiente de reflexión así como un aislamiento por debajo de − 10 dB en el rango de frecuencia de 24 a 40 GHz como se logró en las simulaciones realizadas. Además, es nuestro favorito tener dos señales iguales con una diferencia de fase de ± 90° según el excitante puerto de entrada. Sin embargo, como se mencionó anteriormente, un desequilibrio de amplitud de 1 dB y un desequilibrio de fase de ± 5° son aceptables para muchas aplicaciones. Con todo esto en mente, se lleva a cabo la configuración de medición que se muestra en la Fig. 13c. Dado que el acoplador es totalmente simétrico, no es necesario medir los parámetros de dispersión para ambos puertos de entrada. Además, se fabrica un kit de calibración TRL (Thru-Reflect-Line) representado en la Fig. 13b para calibrar el analizador de red localmente. El circuito de reflexión o corto, pasante y de línea requerido para la calibración de cualquier analizador de red disponible está integrado en un solo paquete. También es obvio que las líneas de transmisión diseñadas en la sección anterior están completamente integradas con el acoplador PRGW y el kit de calibración TRL. Los resultados medidos se presentan en la Fig. 14. El ancho de banda de la impedancia cubre todo el rango de frecuencias que se muestra en la Fig. 14a. Sin embargo, existen algunas diferencias entre los resultados simulados y medidos. Esto es cierto como resultado de errores menores de fabricación y problemas de conexión inevitables. Cuando se trata de hablar de las amplitudes y fases de salida, se puede observar fácilmente que se obtienen los resultados deseados. Desde la frecuencia de 25 GHz hasta 39 GHz se consideran los desequilibrios definidos. Por lo tanto, se puede concluir que el método propuesto con la ayuda de condiciones de contorno específicas en el diseño de estructuras PRGW es confiable y acelera el proceso de diseño.

(a) Fabricación del acoplador PRGW de banda ancha propuesto, (b) kit de calibración TRL, (c) configuración de medición.

Resultados simulados y medidos del acoplador PRGW de banda ancha propuesto. (a) Parámetros de dispersión, (b) diferencia de fase entre los puertos de salida (Φ (S21)–Φ (S31)).

Con el fin de evaluar el rendimiento del acoplador y compararlo con los trabajos existentes, se proporciona la Tabla 1 donde el enfoque está en las estructuras de guía, ya que son las tecnologías prometedoras para las aplicaciones de onda milimétrica. La mayoría de los acopladores híbridos de 3 dB presentados en la literatura tienen un ancho de banda estrecho de hasta el 18 % y un alto desequilibrio de amplitud y fase de salida40,43,49,50,51,52. Los acopladores ofrecidos en 41,42 tienen un ancho de banda de impedancia más amplio de 26,5 % y 26,6 % respectivamente, así como una fase de salida baja y un desequilibrio de amplitud mientras que tienen un tamaño más grande. Los autores de in53 han diseñado un acoplador híbrido SIGW que proporciona un 26,4% de ancho de banda. Sin embargo, tiene una amplitud y un balance de fase débiles. El tamaño del acoplador PRGW propuesto es de 1,1 λg × 0,75 λg en el centro de frecuencia de 30 GHz con una pérdida por aislamiento y reflexión por debajo de − 10 dB en toda la banda de frecuencias de 25 a 40 GHz. Teniendo en cuenta la banda de frecuencia en la que el desequilibrio de salida es inferior a 1 dB, el acoplador propuesto proporciona el ancho de banda más amplio. Además, el acoplador propuesto proporciona un ancho de banda de balance de fase del 43% con un desequilibrio entre 90° ± 5°, es decir, de 25 a 39 GHz. Los resultados son indicativos del hecho de que el acoplador híbrido sugerido en este documento tiene el mejor rendimiento en comparación con trabajos similares implementados con tecnologías de estructura de guía de última generación como PRGW, RGW y SIW, en frecuencias de onda milimétrica.

En este artículo, se ha presentado una condición de contorno específica para facilitar el diseño de estructuras PRGW. Aprovechando la condición límite propuesta, se diseñó, fabricó y midió un acoplador híbrido de doble caja de banda ancha. La pérdida por reflexión y el aislamiento entre dos puertos adyacentes del acoplador está por debajo de -10 dB del 46% en el rango de frecuencia de 25 a 40 GHz. Además, la banda en la que el desequilibrio de amplitud de salida es inferior a 1 dB es de 26 a 39 GHz. Esto es válido para la banda en la que el desequilibrio de fase de salida está entre ± 5̊. La comparación entre este trabajo y sus contrapartes ya existentes muestra que el acoplador propuesto tiene características inéditas que le permiten ser utilizado en redes de alimentación que requieren componentes de banda ancha.

Los conjuntos de datos utilizados y/o analizados durante el estudio actual están disponibles del autor correspondiente a pedido razonable. Zahra Mousavirazi ([email protected]).

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Este trabajo fue financiado en parte por el Fonds de echerché du Quebec-Nature et Technologies de Canadá (FRQNT).

Instituto Nacional de Investigación Científica (INRS), Montreal, H5A 1K6, Canadá

Zahra Mousavirazi, Hassan Naseri Gheisanab y Tayeb A. Denidni

Departamento de Ingeniería Eléctrica Facultad de Ingeniería, Universidad de Assiut, Assiut, Egipto

Mohamed Mamdouh M. Ali

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Conceptualización, ZM y MMMA; metodología, ZM y MMMA; software y simulación, ZM; validación, ZM, MMMA y TAD; análisis formal, ZM y MMMA; investigación ZM, MMMA y HNG; recurso, TAD; redacción—preparación del borrador original, ZM y HNG; redacción: revisión y edición, ZM, MMMA y TAD; supervisión, TAD Todos los autores revisaron el manuscrito.

Correspondencia a Zahra Mousavirazi.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Reimpresiones y permisos

Mousavirazi, Z., Ali, MMM, Gheisanab, HN et al. Análisis y diseño de acoplador híbrido PRGW de banda ultraancha utilizando el modelo de guía de ondas PEC/PMC. Informe científico 12, 14214 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-18343-0

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Recibido: 21 Abril 2022

Aceptado: 09 agosto 2022

Publicado: 20 agosto 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-18343-0

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